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電動汽車(EV)普及的兩個主要挑戰(zhàn)包括續(xù)航里程有限和充電時間長。超快充電有助于緩解這兩個問題。然而，對于典型的400V電池EV(BEV)，充電速率受到承載充電電流所需的實際電纜尺寸的限制。為了達(dá)到350或400kW的超高充電率，800V EV 是一種很有前景的方案。然而，800V EV的設(shè)計需要對所有電氣系統(tǒng)進(jìn)行全面的分析。本文總結(jié)了800V汽車動力總成電氣設(shè)計的現(xiàn)狀，并分析了多個汽車動力總成組件的優(yōu)勢、挑戰(zhàn)和未來趨勢。具體而言，討論了與電池、驅(qū)動電機(jī)、逆變器、輔助電源(DCDC)單元以及車載和非車載充電機(jī)相關(guān)的詳細(xì)優(yōu)勢和挑戰(zhàn)。

對于典型的 BEV，電池能量存儲通常在30到100kWh之間，這約小于等于335 英里的行駛里程。目前的快速充電技術(shù)額定功率為50kW，為電池充電需要35-120分鐘，但從消費者的角度來看，更快的充電時間可以最大限度地減少行駛里程限制帶來的不便。例如，通過將快速充電功率水平從50kW提高到150kW，充電時間減少了三分之二。但是，如果充電電壓水平保持在典型的400V，充電電纜的額定電流增加了3倍，體積變大，傳導(dǎo)損耗增加了9倍，需要改進(jìn)冷卻系統(tǒng)以避免過熱。保時捷推出了800V系統(tǒng)電壓，充電速率高達(dá)350kW，這意味著只需 15 分鐘即可為 87kWh的電池充滿電。此外，ABB 還推出了模塊化“Terra Hp”充電系統(tǒng)，能夠為400和800V電池充電，充電功率為175或350kW。

除了超快充電優(yōu)勢之外，與配備250-450V電池的傳統(tǒng)BEV 相比，800V BEV 還具備更多優(yōu)勢，包括在給定的電池電流限制下更快充電、由于較低的 I^2*R 損耗而導(dǎo)致的車輛損耗較低，以及由于電流較小而需要較小的電機(jī)和接線尺寸等。以前，為動力系統(tǒng)配備更高電壓水平的想法在豐田普銳斯中部分實施，僅用于電機(jī)和逆變器，其中在電池之后和逆變器之前采用升壓轉(zhuǎn)換器，以將直流母線電壓提高至650V用于提高電機(jī)性能并使其能夠在高速區(qū)域運行。此外，重型車輛是 800V 電池的主要應(yīng)用者，因為它們具有更高的運行功率，包括電動巴士和電動卡車。然而，更深入的研究對于評估動力總成電壓增加對不同動力總成部件的設(shè)計和性能的影響至關(guān)重要，本文填補(bǔ)了這一關(guān)鍵空白。

圖1顯示了 BEV 的基本配置，其中電池是動力總成組件的主要能源提供者。電池為兩個重要部分提供動力：通過逆變器作為動力總成核心的驅(qū)動電機(jī)和作為高壓（HV）動力總成和低壓（LV）動力總成中間部分的輔助電源（APU）配件和負(fù)載。目前，大多數(shù)BEV的電池電壓水平通常在250到450V之間變化。通過使用 800V電池，需要重新設(shè)計許多電氣組件以適應(yīng)新的電壓和電流。在本文中，進(jìn)行了全面分析以研究使用800V電池對主要動力總成電氣組件的影響。第二部分討論了從400-V升級為800-V 對電池的影響。第III-VI節(jié)分別討論了400-V BEV中電機(jī)、逆變器、APU、充電機(jī)的現(xiàn)狀和技術(shù)，以及使用 800-V 電池時對它們的設(shè)計和工作的影響。第七節(jié)總結(jié)了未來趨勢，第八節(jié)總結(jié)了本文。本系列先看到第四節(jié)，下個系列我們繼續(xù)看后面的內(nèi)容。

動力電池

車輛電池組由多個串聯(lián)和并聯(lián)的電池單元組成，因此可以針對任何電壓進(jìn)行設(shè)計。迄今為止，大多數(shù)生產(chǎn)的BEV已將600V額定值的IGBT模塊用于其牽引逆變器，從而將其電池組電壓限制在400V左右的峰值。因此，BEV 通常使用約96個串聯(lián)連接的電池單元，例如，當(dāng)使用 4.2V 峰值鋰離子電池時，峰值母線電壓為 403V。迄今為止，此類電池組在車輛上運行良好，但充電功率受限于直流快速充電電纜的最大電流，這為使用 800-V 電池組提供了動力。

直流充電電纜可以提供的最大電流是因為需要電纜足夠輕便靈活，以便用戶輕松處理，將風(fēng)冷電纜限制在 250 A 左右，將液冷電纜限制在 500 A 左右，如表 I 所示。因此，400-V 電池組可以以大約 200 kW 的最大速率充電，如圖 2(a) 中電纜損耗與充電器電流和功率的關(guān)系圖所示。雖然 200 kW 是一個高功率水平，但在 20 分鐘或更短的時間內(nèi)為配備 100 kWh 大型電池組的車輛充電是不夠的，這是大多數(shù)下一代超快速充電車輛的目標(biāo)。將總線電壓增加到 800 V 允許使用相同的電纜將充電功率增加一倍，從而能夠以高達(dá) 400 kW 的極高速率充電。

為了說明400-V和800-V電池車輛之間的區(qū)別，可以對比具有400-V母線的特斯拉Model3和具有800-V母線的保時捷 Taycan。Model 3 和 Taycan 是兩種最快的充電車輛，分別在26 分鐘和22.5分鐘內(nèi)從5%的SOC充電到80%，它們采用了不同的設(shè)計理念。Model3的總線電壓較低，最大充電功率為 250 kW，這是通過使用 661 A 的非常高的最大充電電流來實現(xiàn)的，如表二所示。這種高充電電流對于 Model 3 來說可能是實用的，因為它采用了專有的充電系統(tǒng)，該系統(tǒng)在每輛車的同一位置都有一個短電纜和一個插頭，最大限度地減少了插入車輛的人體工程學(xué)挑戰(zhàn)。保時捷 Taycan，在另一方面，憑借其 800-V 電池組，可實現(xiàn) 270 kW 的峰值充電功率，最大充電電流為 340 A，由傳統(tǒng)的直流快速充電器和插頭提供。兩種車輛的充電功率與電流的關(guān)系如圖 2(b) 所示，可以看到Taycan 的充電功率比 Model 3 略高，并且使用 800-V 可以實現(xiàn)高達(dá) 400 kW 的功率和 500 A 的充電電流。

雖然更高的電池組電壓對于增加最大充電功率是可取的，但它確實以額外的復(fù)雜性為代價。800V電池組需要兩倍數(shù)量的串聯(lián)電池，因此，需要兩倍數(shù)量的電池管理系統(tǒng) (BMS) 電壓檢測通道，電流傳感器、接觸器和溫度傳感器的數(shù)量可能不會改變。BMS 成本 CBMS 可以使用以下公式計算，其中 Ns 是串聯(lián)電池的數(shù)量，CVsense 是每個電池電壓感應(yīng)通道的成本，NTsense 和 CTsense 是溫度傳感器的數(shù)量和成本，CIsense、Ccontacto r、和 Ccontroller 分別是電流傳感器、接觸器和控制器的成本。通過常用組件的定價，可以確定 400-V 和 800-V 電池組的 BMS 成本之間的近似關(guān)系。假設(shè) 400-V 電池組使用 96 個串聯(lián)電池，800-V 電池組使用 192 個串聯(lián)電池，每個電池電壓感應(yīng)通道 2.25 美元，36 個溫度傳感器，每個溫度傳感器 1.00 美元，每個電流傳感器和接觸器 100 美元，和控制器的 50 美元，確定了400-V電池組的BMS總成本為602美元，800-V電池組的總 BMS 成本為818 美元。電流傳感器和接觸器成本基于 LEM CAB 500 汽車電流傳感器和 TE Connectivity EV200 接觸器的定價；考慮到外圍組件、印刷電路板、連接器和布線成本，假設(shè)電池電壓檢測成本是 Analog Devices LTC6813 電池監(jiān)控芯片每通道成本的三倍；溫度傳感器和控制器成本是保守的假設(shè)。雖然任何電池組設(shè)計的成本結(jié)構(gòu)都是獨一無二的，但 800-V 電池組 BMS 的成本將不可避免地更高，如此處近似以及表 III 和 IV 所示（大約高出 1/3 或 200 美元的成本）。

800V 電池組需要 BMS 算法的額外計算復(fù)雜度，因為必須監(jiān)控更多的電池。800 V 電池組的電池組接觸器、保險絲和電纜的額定電壓也必須至少為 900 V，而 400 V 電池組的額定電壓則為 500 V。然而，對于 800V 電池組，在電池組和牽引逆變器、快速充電端口和其他 HV 系統(tǒng)之間傳輸電力的直流電纜的橫截面積可以減少，從而導(dǎo)致車輛質(zhì)量有所減少。例如，特斯拉 Model 3 在電池組和快速充電端口之間使用 3/0 AWG 銅纜。對于 800-V 系統(tǒng)，將此電纜面積減少一半至一根 AWG 電纜，對于每米長的正極和負(fù)極電纜，可減少 0.76 kg 的銅質(zhì)量。任何電纜成本節(jié)約將取決于車輛中高壓電纜的總長度以及所用電纜之間的成本差異，并且可能轉(zhuǎn)化為 800V 車輛的數(shù)十美元成本節(jié)約。更高電壓的電池組還需要為 HV 組件提供額外的絕緣和間隙，如表 III 中所列，這可能會增加電池組的尺寸。

電池組電壓也會影響可靠性。具有四并聯(lián)五串聯(lián) (4p5s) 配置的示例電池組將在 25°C 下可靠地執(zhí)行約 1000 次循環(huán)，而兩并聯(lián) 10 -series (2p10s) 配置包將可靠運行至僅 800 個周期。4p5s 配置代表 400-V 電池組，而 2p10s 配置代表 800-V 電池組，因為它的電池數(shù)量與 4p5s 配置相同，并且配置為兩倍電壓。高壓電池組的可靠性損失是由于單個電池故障對電池組容量的影響。更多的并聯(lián)電池，如在較低電壓組中出現(xiàn)的那樣，導(dǎo)致更高的可靠性，可靠性評價反映在表 IV 中分配的可靠性評級中?？傊瑥碾姵亟M的角度來看，主要800-V母線的動機(jī)是實現(xiàn)更高的充電率，最高 400 kW，最大充電電流為 500 A。對于不需要以如此高的速率充電的應(yīng)用，400-V母線可能仍會產(chǎn)生具有成本效益和能量密集的設(shè)計。為幫助車輛設(shè)計人員考慮權(quán)衡，表 IV 中提供了定性分析，其中強(qiáng)調(diào)了 400V 系統(tǒng)的BMS成本更低，能量密度和可靠性略高，因為 HV 匯流條周圍和印刷電路板上的電氣爬電距離和間隙要求降低。電路板，而 800-V 系統(tǒng)具有更小的電源線和更高的快速充電速率的潛力。表 III 顯示 400-V Model 3 和 800-V Taycan 電池組的能量密度分別為 163 和 148 Wh/kg，支持較低電壓電池組可以獲得更高能量密度的說法。切換到 800 V 電池組還有可能提高動力系統(tǒng)效率，特別是牽引逆變器效率，如第 IV 節(jié)所述。

驅(qū)動系統(tǒng)這種提高的效率可以允許電池組的一些尺寸縮小，并且這些成本節(jié)約以及直流電源布線的成本節(jié)約可以抵消 800-V 電池組的額外BMS成本。未來，隨著供應(yīng)商的組件變得越來越普及，以及工程師開始確定如何平衡車輛的成本效益和損失，越來越多的車輛可能會開始使用800-V母線架構(gòu)。

驅(qū)動電機(jī)

近年來，牽引電機(jī)最重要的趨勢之一是向更高的直流母線電壓發(fā)展。相當(dāng)一部分商業(yè)化電機(jī)的直流母線電壓已超過500V。YASA 為 Regera 超級跑車開發(fā)的軸向磁通永磁 (PM) 電機(jī)可實現(xiàn)800V的直流母線電壓。保時捷 Taycan 是首批在生產(chǎn)中采用采用新型800-V技術(shù)的永磁同步電機(jī)的OEM 之一。本節(jié)將討論為牽引電機(jī)應(yīng)用更高直流母線電壓的潛在優(yōu)勢和挑戰(zhàn)。

A. 電磁性能增強(qiáng)

作為一個突出的例子，Toyota Prius 驅(qū)動電機(jī)的最大直流母線電壓從2004年設(shè)計中的500V增加到2010年設(shè)計中的650V。升高的電壓范圍允許更高的速度運行，如圖 3 所示。假設(shè)穩(wěn)態(tài)運行并忽略定子電阻，永磁電機(jī)的相電壓：

其中 Ld 和 Lq 是 d - 和 q 軸視在電感，Id 和 Iq 是 d 軸和 q 軸電流，ω 是電角速度，m 是磁鏈。相電壓受逆變器最大輸出電壓 Vmax 的限制：

該電壓源自直流母線電壓，其中 ma 是調(diào)制指數(shù)，Vdc 是指直流母線電壓。因此，電機(jī)速度的約束可以計算為對于給定的設(shè)計，隨著直流母線電壓的增加，電機(jī)的基本速度成比例增加。

此外，較高的電壓允許較低的d軸電流以補(bǔ)償高轉(zhuǎn)速下的磁鏈并減少銅損。這反過來又確保了在弱磁區(qū)域更高的連續(xù)功率，并提高了電機(jī)功率密度。這就是為什么2010款普銳斯的電機(jī)功率密度比2004款車型提高了45%的原因。因此，從電磁性能的角度來看，將直流母線電壓增加到 800 V 將是有益的，因為由于擴(kuò)展的速度區(qū)域，它降低了實現(xiàn)相同輸出功率所需的最大扭矩。由于電機(jī)尺寸通常與其扭矩能力成正比，電機(jī)體積和質(zhì)量也可受益于更高的電壓水平，從而帶來更高功率密度的牽引電機(jī)設(shè)計。

B. 熱和機(jī)械約束

考慮相同的額定功率，電壓越高，電流越小。這導(dǎo)致電纜橫截面積和質(zhì)量的減少。根據(jù)歐姆定律，較低的電流直觀地降低了銅損。另一方面，增加的電壓水平需要更多的串聯(lián)導(dǎo)體，這會導(dǎo)致相電阻的增加。正如 2004 年和 2010 年普銳斯電機(jī)效率曲線所證明的那樣，通過應(yīng)用更高的直流母線電壓可以實現(xiàn)更低的銅損和更高的效率。隨著轉(zhuǎn)速的增加，鐵損、機(jī)械損耗和交流銅損也會增加。這使得熱約束更加重要。由于更高的電壓導(dǎo)致的高速運行也帶來了機(jī)械應(yīng)力的挑戰(zhàn)。機(jī)械應(yīng)力與轉(zhuǎn)速的平方成正比，轉(zhuǎn)子應(yīng)設(shè)計良好并平衡，以減少偏心對電機(jī)性能的影響?？梢圆捎靡恍┘夹g(shù)來減少機(jī)械應(yīng)力，方法是添加加強(qiáng)筋或在轉(zhuǎn)子極片中引入凹槽。但是，這些補(bǔ)救方法不可避免地會增加轉(zhuǎn)子結(jié)構(gòu)的復(fù)雜性。此外，電機(jī)的電磁性能受到改進(jìn)的轉(zhuǎn)子結(jié)構(gòu)的影響，在所有這些方面，電機(jī)的多學(xué)科設(shè)計至關(guān)重要。

C. 局部放電風(fēng)險評估

電氣絕緣系統(tǒng)是電機(jī)正常運行的關(guān)鍵部件之一。高壓電機(jī)的一個重大挑戰(zhàn)來自定子絕緣系統(tǒng)中的局部放電 (PD)。PD（也稱為電暈放電）是當(dāng)電壓應(yīng)力超過臨界值時導(dǎo)體之間絕緣的瞬時擊穿。伴隨著放電點附近絕緣層的侵蝕，這會導(dǎo)致絕緣系統(tǒng)的退化，并最終導(dǎo)致絕緣完全失效。因此，完全避免 PD 以確保電機(jī)的可靠性至關(guān)重要。

然而，當(dāng)直流母線電壓升高時，槽絕緣中發(fā)生局部放電的風(fēng)險更高。更嚴(yán)重的是，電力電子逆變器產(chǎn)生的脈寬調(diào)制 (PWM) 波形會在電機(jī)端子處產(chǎn)生復(fù)雜的過電壓，實際測量的最大過電壓高達(dá)直流鏈路電壓的兩倍。因此，當(dāng)使用 800V 直流母線電壓時，需要仔細(xì)評估絕緣系統(tǒng)中的 PD 風(fēng)險。

圖 4 描述了 PD 風(fēng)險評估的程序。為了確定最大過電壓，需要一個包含電壓源逆變器、傳輸電纜和電動機(jī)的系統(tǒng)模型。電壓尖峰隨幾個因素而變化，包括半導(dǎo)體器件的開關(guān)頻率、電纜長度、轉(zhuǎn)速和電機(jī)的扭矩水平。對于直流母線電壓為 800 V 的繞線電機(jī)，最大線間電壓可以超過 1 kV。

在計算出最大過電壓后，應(yīng)進(jìn)行靜電分析估計定子槽內(nèi)的最大電壓應(yīng)力?？紤]導(dǎo)體尺寸和絕緣厚度獲得電場分布。由于固體絕緣體的介電強(qiáng)度通常很高，因此在槽完全填充絕緣體的理想情況下，PD 不太可能發(fā)生。然而，絕緣體之間存在的小氣孔，無論是有意的還是由于可能的制造缺陷，都會顯著增加電壓應(yīng)力水平和 PD 風(fēng)險。氣體中的電壓應(yīng)力是固體絕緣體中應(yīng)力的幾倍，并且氣體的擊穿電壓應(yīng)力顯著降低。根據(jù)Paschen定律評估具有小空隙的槽的PD風(fēng)險。如圖 4 的底部方塊所示，當(dāng)施加在空氣空隙上的電壓高于 Paschen 曲線上的擊穿電壓時，就會發(fā)生 PD，這也稱為 PD 起始電壓 (PDIV)。應(yīng)該指出的是，PDIV 與空隙厚度和壓力水平高度相關(guān)。此外，電機(jī)設(shè)計以及材料和包裝的選擇在降低局部放電風(fēng)險方面發(fā)揮著關(guān)鍵作用。因此，需要仔細(xì)設(shè)計電機(jī)以確保在較高的總線電壓下正常運行。

總之，在考慮電機(jī)電磁性能時，向 HV 移動是有利的，因為它可以提高電機(jī)功率密度，同時減輕電機(jī)重量。潛在的挑戰(zhàn)在于轉(zhuǎn)子結(jié)構(gòu)的穩(wěn)健性和 PD。使用目前的技術(shù)，可以實現(xiàn)高達(dá) 20000 rpm 的運行速度，這對于 800-V 電機(jī)來說是令人滿意的?？梢酝ㄟ^修改定子繞組配置或采用具有高介電強(qiáng)度的槽和線絕緣體來降低局部放電風(fēng)險。

從以上分析表明，從電機(jī)的角度來看，采用 800V 直流母線電壓是有利且可行的。

逆變器

A. 400V BEV 中的逆變器

逆變器根據(jù)驅(qū)動器的需要調(diào)整電機(jī)的輸入電壓和電流以產(chǎn)生特定的扭矩和速度輸出。在 BEV 和 HEV 應(yīng)用中，電機(jī)和逆變器額定功率通常在 50 到 250 kW 之間?；诖斯β史秶⒏鶕?jù) BEV 應(yīng)用要求，例如高效率和高功率密度，眾所周知的架構(gòu)是兩電平半橋逆變器、三電平中性點鉗位 (NPC)圖 5 中顯示的逆變器和 Z 源逆變器。兩電平逆變器是目前主要拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，因為簡單和低組件數(shù)。兩電平逆變器由六個開關(guān)組成，每個開關(guān)的額定電壓等于電池電壓。逆變器性能的評估基于兩個主要標(biāo)準(zhǔn)：輸出電壓的總諧波失真 (THD) 和輸入到輸出效率。

逆變器輸出電壓中較高的 THD 相當(dāng)于向電機(jī)繞組注入更多諧波，從而導(dǎo)致電機(jī)內(nèi)部出現(xiàn)更多功率損耗。因此，希望盡可能地降低 THD?？梢愿鶕?jù)實施的調(diào)制技術(shù)和開關(guān)頻率來確定THD。正弦PWM(SPWM) 和空間矢量調(diào)制 (SVM) 是BEV 應(yīng)用中牽引逆變器的兩種常見控制技術(shù)。與SPWM相比，SVM在THD和效率方面顯示出優(yōu)勢，但其實現(xiàn)需要具有高計算能力的數(shù)字控制單元。為了提高效率和 THD，可以使用軟件和硬件方法。在軟件方法中，重點是增強(qiáng)調(diào)制技術(shù)的開關(guān)模式，以減少功率損耗或提高 THD。在硬件方法中，重點是利用寬帶隙 (WBG) 半導(dǎo)體，例如碳化硅 (SiC) 或氮化鎵 (GaN) 開關(guān)。與硅MOSFET和IGBT相比，SiC 和 GaN 具有更快的開關(guān)行為以及更高的工作溫度額定值，從而導(dǎo)致更高的效率和更低的 THD。WBG 器件的更高工作溫度還可以降低逆變器熱管理系統(tǒng)的復(fù)雜性。

圖 5(b) 顯示了一個三電平 NPC 逆變器，與圖 5(a) 相比，它使用了更多的開關(guān)，但每個開關(guān)的額定電壓是傳統(tǒng)兩電平逆變器的一半。與兩電平逆變器相比，三電平逆變器的最大優(yōu)勢是輸出電壓 THD 的顯著改善，從而減少了輸出端所需的濾波器尺寸。然而，平衡NPC逆變器的中性點電壓至關(guān)重要，這是一項具有挑戰(zhàn)性的任務(wù)。其它文獻(xiàn)中提出了多種控制技術(shù)來解決平衡問題，但與兩電平逆變器相比，控制要求更加復(fù)雜。此外，由于內(nèi)部開關(guān) [圖 5(b) 中的 Sa2 和 Sa3] 在一個電氣周期中與其他開關(guān)相比，功率損耗在三電平 NPC 中并不均勻。

圖 5(c) 提出的 Z 源逆變器。Z 源逆變器由一個兩電平逆變器組成，在輸入級有一個額外的 LC 網(wǎng)絡(luò)，可以相應(yīng)地調(diào)整三個橋臂上的直流電壓。在 Z 源逆變器中，支路允許在每個開關(guān)間隔內(nèi)短時間短路。LC 網(wǎng)絡(luò)在短路間隔期間充電以在降壓或升壓模式下工作；與圖 5（a）和（b）所示的架構(gòu)相比，這是 Z 源逆變器的主要優(yōu)勢。以前的研究已經(jīng)研究了 Z 源逆變器在 BEV 和 HEV 應(yīng)用中的可行性。Z 源逆變器在燃料電池汽車中的使用較多，因為它可以降壓或升壓燃料電池電壓。此外，帶有簡單半橋降壓的傳統(tǒng)兩電平逆變器相比，Z 源逆變器采用更小的無源元件。然而，如果不需要降壓或升壓，傳統(tǒng)的兩電平逆變器是成本較低的選擇。

在本節(jié)中，選擇圖 5(a) 中所示的傳統(tǒng)兩電平逆變器用于比較 400-800-V 逆變器的案例研究，因為它是最常見的架構(gòu)。在第一個案例研究中，800-V 逆變器驅(qū)動 400-V 電機(jī)；第二，它以相同的輸出功率驅(qū)動一個 800-V 電機(jī)。第一項研究代表使用更高電壓的電池來改善快速充電的情況，但使用更傳統(tǒng)的 400-V 電機(jī)；第二項研究代表了整個車輛為 800-V 操作而重新設(shè)計的情況。對于這兩個案例研究，電機(jī)的額定功率相同，這意味著逆變器的額定額定功率也相同。

1) 第一個案例研究，800V逆變器驅(qū)動400-V 電機(jī)：對于 PMSM，轉(zhuǎn)矩與逆變器相電流成正比，而速度與逆變器相電壓的頻率成正比。因此，兩個假設(shè)逆變器的標(biāo)稱規(guī)格可以表示如下：

逆變器輸出功率可以表示如下：

其中 Vphase 是逆變器相電壓，? 是逆變器輸出電壓和一相電流之間的相位差。

以上等式可以組合得到以下：

圖5(a) 所示架構(gòu)的直流鏈路的標(biāo)稱電壓為 800 V，這意味著開關(guān)電壓額定值必須大于 800 V–1.2 kV。與可以使用 650V 開關(guān)的 400V 逆變器相比，這導(dǎo)致總成本更高。但是，800V 逆變器的標(biāo)稱開關(guān)電流將保持不變。輸入濾波電容器的額定電壓 [在圖 5(a) 中用 Cin 表示] 也增加到 800 V。Cin 所需的最小電容可以通過以下公式計算：

其中Iphase,rms 表示逆變器相電流的 rms 值，Vdc% 是電容器上允許的最大電壓紋波百分比，Vdc 是電容器的標(biāo)稱平均電壓，fs是逆變器開關(guān)頻率。對于 800V 逆變器，Iphase,rms 基于上面分析不變。如果假設(shè) 400-V 和 800-V逆變器的電容器兩端允許相同的電壓紋波百分比，并且使用相同的開關(guān)頻率，則只有 (9) 分母中的 Vdc 在 800-V 逆變器中加倍。因此：

電容器成本和尺寸可以根據(jù)電容器存儲的能量進(jìn)行估算，表示為 E = 1/2CV^2。對于所描述的兩種逆變器，電容器標(biāo)稱儲能之間的關(guān)系:

式中E越大，電容越貴，體積越大，整個逆變器體積越大，功率密度越低。等式表明，如果兩個動力系統(tǒng)使用相同的電機(jī)，逆變器的總尺寸將從400-V BEV 增加到 800-V BEV。

對于兩電平逆變器，逆變器相對于調(diào)制指數(shù)的最大線間電壓由下式表示：

其中 Vl-l 為線間電壓線電壓，m 是調(diào)制指數(shù)，Vdc 是輸入直流母線電壓。等式:

基于上述等式，對于每個特定的轉(zhuǎn)矩/速度工作點，800-V逆變器的調(diào)制指數(shù)是400-V 逆變器的一半。圖 6 顯示了特定開關(guān)頻率下輸出電壓 THD 和調(diào)制指數(shù)之間的關(guān)系。根據(jù)圖 6，THD隨著調(diào)制指數(shù)的降低而惡化。因此，根據(jù)等式，當(dāng)使用 400V 電機(jī)時，與 800V 逆變器相比，400V 逆變器將提供更好的輸出電壓和更低的THD。

2) 第二個案例研究，800V逆變器驅(qū)動800V 電機(jī)：電機(jī)輸出功率表示為 Pout = τ ω，其中 τ 是轉(zhuǎn)矩，ω 是角速度。在 PMSM 電機(jī)中，扭矩和反電動勢 (EMF) 可以分別表示為：

其中K1 和 K2 是常數(shù)系數(shù)，p 是極對數(shù)，ψp 是轉(zhuǎn)子 PM 的總通量，Is 是定子電流或逆變器相電流?；谏鲜?，更高的輸出扭矩需要更高的相電流。同樣，具有更高速度的電機(jī)會產(chǎn)生更大的 EMF，并且需要一個逆變器，該逆變器能夠以其輸出電壓產(chǎn)生能力來克服 EMF。因此，本研究考慮了 800 V 額定電機(jī)，其扭矩為 400V假設(shè)電機(jī)的一半，速度為 2 倍，以適應(yīng)800V逆變器。最終傳動比將加倍以提供車輪所需的扭矩。扭矩降低 - 速度增加方法的優(yōu)越好處是基于電機(jī)的定子電流的降低。定子電流的降低顯著降低了電機(jī)繞組的傳導(dǎo)損耗。對于第二個案例研究，當(dāng)運行800-V電機(jī)時，對于800-V逆變器，以上等式可以像表 V 中那樣重寫。可以根據(jù)上述等式和表 V 計算和比較兩個案例研究的功率損耗。對于 SPWM 調(diào)制技術(shù)，傳導(dǎo)損耗可以表示為：

其中 Isw 和 Idi 分別是開關(guān)及其反并聯(lián)二極管的平均電流，Vsw 和 Vdi 是電壓開關(guān)及其體二極管的壓降，RON 是開關(guān)導(dǎo)通時結(jié)的內(nèi)阻。最后，Isw,rms 和 Idi,rms 是開關(guān)和體二極管的均方根電流。對于 SPWM 調(diào)制，Isw、Idi、Isw,rms 和 Idi,rms 可以根據(jù)表 VI 計算。

在表六中，I p代表逆變器相電流的峰值幅度。開關(guān)損耗可寫為：

其中EON 和 EOFF 是導(dǎo)通和關(guān)斷瞬態(tài)期間的能量損耗。EON 和 EOFF 可表示為：

其中 Vds(t)是關(guān)斷和導(dǎo)通瞬態(tài)間隔期間開關(guān)的漏源電壓，Ids(t) 分別是關(guān)斷和導(dǎo)通瞬態(tài)間隔期間的開關(guān)電流。在上述等式中，t0 是從關(guān)斷模式到導(dǎo)通模式的瞬變開始時間，tr是總上升時間。t1 是從開啟模式到關(guān)閉模式的瞬變開始時間，t f 是總下降時間。在等式中中，Vds(t0) = Vdc, Vds(t0 + tr ) =0,Vds(t1) = 0, Vds(t1 + tf ) = Vdc, Ids(t0) = 0, and Ids (t1 + tf ) =0。然而，由于逆變器輸出電流是正弦的，Ids(t0 + tr ) 和 Ids(t1) 在電循環(huán)期間在上述等式中變化。因此，在一個電氣周期期間，EON 和EOFF 從一個開關(guān)周期變?yōu)榱硪粋€。結(jié)合上述計算，得到了正弦電流的總開關(guān)損耗。對于正弦電流：

其中Emax 為 EON + EOFF，當(dāng) Ids(t) = I p 時，總開關(guān)損耗由上述等式表示。為了獲得更好的評估，400- 和 800-V 逆變器選擇了SCT3017ALHRC11 和 SCT3022KLGC11。SCT3017ALHRC11 是 650V N 溝道 SiC 功率MOSFET，SCT3022KLGC11 是 ROHM 半導(dǎo)體的 1.2kV N 溝道 SiC 功率 MOSFET。表 VII顯示了功率損耗計算的進(jìn)一步規(guī)范。圖 7 顯示了三個不同逆變器的功率損耗，這些逆變器由表 VII 中的開關(guān)組成，在 fsw = 50 kHz 下運行，額定功率為25 kW。在圖 7 中，400-V 逆變器在 m = 1 和 Iphase = 66 A 時產(chǎn)生其標(biāo)稱功率。由于 800 V 直流電壓，第二個逆變器在 m = 0.5 時產(chǎn)生相同的 Iphase = 66 A，并且被稱為帶有 400 V 電機(jī)的 800 V逆變器，因為逆變器相電流與400-V 的情況。第三個逆變器設(shè)計為在較低的相電流 Iphase = 33 A 下運行，就像設(shè)計用于 800 V的電機(jī)的情況一樣。因此，第三種情況稱為 800-V 逆變器和 800-V 電機(jī)。根據(jù)圖 7，800-V 逆變器和 800-V 電機(jī)的組合功率損耗最低，而800-V 逆變器和 400-V 電機(jī)組合的功率損耗最高。

圖8 顯示了圖 7 中描述的三個逆變器在其標(biāo)稱額定值（fsw = 50 kHz，cosFi = 0.9 和 Pout = 25 kW）下的不同功率損耗分量。圖 8 顯示運行 400 V 電機(jī)的 800 V 逆變器具有最高的總傳導(dǎo)損耗、最高的開關(guān)損耗和最高的總功率損耗。對于圖 8 中驅(qū)動 400-V 電機(jī)的 800-V 逆變器，可以根據(jù)損耗計算公式中較小的 m 來證明最高的體二極管傳導(dǎo)損耗是合理的，而體二極管的平均電流和 rms 電流增加時m 減小。圖 8 還展示了運行 800V 電機(jī)的 800V 逆變器的最低傳導(dǎo)損耗，這是由于相電流減半。雖然帶有 800-V 電機(jī)的 800-V 逆變器的開關(guān)損耗略高于 400-V 逆變器，但傳導(dǎo)損耗占主導(dǎo)地位，因此帶有 800-V 電機(jī)的 800-V 逆變器效率最高。因此，該分析表明，隨著用于快速充電目的的 800-V 電池的出現(xiàn)，不再使用以前的 400-V 電機(jī)效率更高。

圖 9 比較了所考慮的三個逆變器的輸入電容器要求。根據(jù)圖 9(a)，驅(qū)動 800V 電機(jī)的 800V 逆變器需要最少的電容來執(zhí)行相同的濾波效果。圖 9(b) 顯示運行 800V 電機(jī)的 800V 逆變器的總標(biāo)稱能量與傳統(tǒng)的 400V 逆變器相似，可以解釋為輸入電容器的總尺寸和成本為上述兩種情況大致相同?？梢愿鶕?jù)圖 6 和表 V 比較三種逆變器的相電壓 THD，可以得出結(jié)論，400-V 逆變器和 800-V 逆變器與 800-V 電機(jī)具有相同的 THD 值，而帶有 400 V 電機(jī)的 800 V 逆變器由于在較小的調(diào)制指數(shù)附近運行而具有較高的 THD 值。

關(guān)于包括逆變器、APU 和車載充電機(jī)在內(nèi)的電力電子設(shè)備的可靠性，400-V BEV 和 800-V BEV 之間的主要區(qū)別在于從 650-V 開關(guān)更改為 1200-V 開關(guān)。一般而言，1200-V SiC MOSFET 已被證明非常可靠，并且不會出現(xiàn) 3300-V MOSFET 中由于重復(fù)的三象限脈沖浪涌電流而導(dǎo)致的stacking faults。盡管很少有研究直接比較 650-V SiC MOSFET 與 1200-V SiC MOSFET 的可靠性。有文獻(xiàn)比較了 650-V/10-A 和 1200-V/19-A SiC MOSFET 之間的柵極-氧化物退化，通過閾值電壓、柵極-平臺電壓和柵極-平臺時間測量。它發(fā)現(xiàn)，雖然這三個參數(shù)在所有器件的實驗測試期間都有所增加，但發(fā)現(xiàn) 650-V/70-A 器件的總體偏移要高得多。這是由于較高額定電流器件的柵極氧化層面積較大，這意味著柵極氧化層退化在具有較高額定電流的 SiC MOSFET 中更為明顯。由于 400-V BEV 需要更高額定電流的器件，所以 800-V BEV 中的 MOSFET 可靠性可能會略高于 400-V BEV 中的可靠性。第二個考慮因素是直流支撐電容器的壽命。根據(jù)汽車級金屬化聚丙烯薄膜電容器制造商 Vishay 的說法，電容器壽命由工作電壓與額定電壓和溫度的比率決定。因此，如果工作溫度相似并且選擇具有相同額定值的電容器（即，600V 電容器用于 400V BEV，1200V 電容器用于 800V BEV），則電容器壽命應(yīng)大致相等。

總而言之，轉(zhuǎn)向 800-V 電池使設(shè)計選項可以使用標(biāo)準(zhǔn) 400-V 電機(jī)或 800-V 電機(jī)。保留 400 V 電機(jī)的主要優(yōu)點是在車輛重新設(shè)計時需要較少的工程量。然而，第 III 節(jié)已經(jīng)表明，由于 800 V 下電機(jī)的電磁性能得到改善，從電機(jī)的角度來看，800-V 電機(jī)有利于提高電機(jī)功率密度。從逆變器的角度來看，第四部分表明，在 800V 電池和 800V 電機(jī)之間使用的逆變器將具有更高的效率、更好的 THD、更低的直流支撐電容器尺寸和成本。此外，與標(biāo)準(zhǔn)的 400V 動力系統(tǒng)相比，全 800V 動力系統(tǒng)將具有更高的逆變器效率和類似或略高的可靠性。因此，電機(jī)和逆變器分析都顯示了向 800-V 動力系統(tǒng)發(fā)展的前景。

小結(jié)

本文總結(jié)了在電動汽車中采用 800V 電氣系統(tǒng)的好處和挑戰(zhàn)，主要目的是提高快速充電率，這可能會促進(jìn)電動汽車的應(yīng)用推廣。

----對于更高電壓的 800 V 電池，由于需要傳輸更少的電流，從電池傳輸電力的車載電纜將具有更小的尺寸和質(zhì)量。但是，為了監(jiān)控更多串聯(lián)電池，BMS 成本將增加，并且需要更高的電池組連接器、保險絲和電纜額定電壓。此外，更大的電氣絕緣可能導(dǎo)致更大的包裝。

---- 對于電機(jī)，由于在弱磁區(qū)增加電機(jī)功率，更高的直流母線電壓將導(dǎo)致更高的功率密度。然而，由于更高的機(jī)械應(yīng)力（來自更高的轉(zhuǎn)速）和防止 PD 的需要，電機(jī)設(shè)計變得更加復(fù)雜；本文討論了將 PD 考慮因素納入電機(jī)設(shè)計的一般方法。

---- 對于考慮了兩種逆變器情況：800-V 逆變器（在輸入端）為 400-V 或 800-V 電機(jī)供電。分析表明，逆變器與 800V 電機(jī)配對可產(chǎn)生最高的效率和最低的濾波電容器要求。

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