開關(guān)電源以其效率高，功率密度高而在電源領(lǐng)域中占主導(dǎo)地位，但傳統(tǒng)的開關(guān)電源存在一個致命的弱點(diǎn)：功率因數(shù)低，一般為0.45～0.75，而且其無功分量基本上為高次諧波，其中三次諧波幅度約為基波幅度的95％，五次諧波幅度約為70％，七次諧波幅度約為45％，九次諧波幅度約為25％。高次諧波的危害很多文獻(xiàn)已有論述，不再贅述。針對高次諧波的危害，從1992年起國際上開始以立法的形式限制高次諧波，傳統(tǒng)的開關(guān)電源形式在限制之列。國外在此以前即開始改善開關(guān)電源功率因數(shù)的工作，主要是功率因數(shù)校正電路和諸多的控制IC（如UC3842～UC3855A系列，KA7524，TDA4814等）。國內(nèi)一些廠家也做了類似的工作，使開關(guān)電源的功率因數(shù)達(dá)0.95～0.99，近似于1。
2提高功率因數(shù)的方法
常規(guī)開關(guān)電源的功率因數(shù)低的根源是整流電路后的濾波電容使輸出電壓平滑，但卻使輸入電流變?yōu)榧饷}沖，如圖1所示，而整流電路后面不加濾波電路，僅為電阻性負(fù)載時，輸入電流即為正弦波，并且與電源電壓同相位，功率因數(shù)為1。于是功率因數(shù)校正電路的基本思想是將整流器與濾波電容隔開，使整流電路由電容性負(fù)載變?yōu)殡娮栊载?fù)載。在功率因數(shù)校正電路中，其隔離型電路如圖2所示。基本原理已有很多文獻(xiàn)論述，不再贅述。但這種電路結(jié)構(gòu)不能實(shí)現(xiàn)輸入與輸出的電隔離。為此作者經(jīng)過實(shí)踐，提出單極正弦波輸入電流的與電網(wǎng)隔離型開關(guān)電源，及實(shí)踐中需注意的問題。
圖1常規(guī)開關(guān)電源輸入電壓與輸入電流波形
圖2基本隔離型PFC電路
圖3無輸入濾波電容的反激式變換器
圖4采用控制IC的PFC電路
3功率因數(shù)為1的開關(guān)電源的實(shí)現(xiàn)
文獻(xiàn)[3]指出，功率因數(shù)控制可采用五種控制方式，即：
——恒頻電流連續(xù)型；
——恒關(guān)斷時間、電流連續(xù)型；
——滯環(huán)控制、電流連續(xù)型；
——臨界電流連續(xù)型；
——恒頻、固定占空比、電流斷續(xù)型。
其中恒頻、固定占空比、電流斷續(xù)型適用于本文提出的方法。
將反激式變換器的輸入濾波電容去掉，電路如圖3所示，則輸入電壓u為：
u=Um|sinωt|（1）
式中：Um為輸入電壓峰值。
如果控制方式采用固定占空比方式，則：
式中：ip為變壓器初級電流；
Lp為變壓器初級電感；
ton為開關(guān)管導(dǎo)通時間。
顯然，式（2）中的ip(t)正比于輸入電壓瞬時值，即ip(t)的包絡(luò)線和平滑后的波形均為正弦波半波，反映到整流橋前則為正弦電流（需將諧波分量用濾波器濾除），得到了功率因數(shù)為1的結(jié)果。當(dāng)輸入電壓波動或負(fù)載發(fā)生變化時，可調(diào)節(jié)占空比的大?。ㄔ谝粋€電源周波內(nèi)相對不變），穩(wěn)定輸出電壓。這樣，每個開關(guān)周期變壓器傳輸?shù)哪芰縀為：
式中：E(t)為每個開關(guān)周期變壓器傳輸?shù)哪芰浚?/p>
ipmax為ip的最大值；
η為變壓器效率。
對應(yīng)的輸出功率PO為：
式中：fl為電網(wǎng)頻率；
TS為開關(guān)周期；
ij為第j個開關(guān)周期中的最大電流值，j從TS到1/（2fl）；而ij則為：
式中：D為占空比。
將式（5）代入式（4），并查參考文獻(xiàn)[1]整理得：
式中：Im為工頻半波內(nèi)變壓器初級最大峰值電流。
當(dāng)Dmax取0.4，η取0.8時，式（6）可簡化為：
Im=(8.83PO)/U（7）
很明顯，式（7）的結(jié)果是常規(guī)反激式開關(guān)電源
Im′=(2PO)/(DUη)（8）
電路實(shí)現(xiàn)上可采用普通的電壓型控制的IC，如SG3524、SG3525A、TL494、MC34060等，電路簡單廉價(jià)。由于是單端反激式，故只用一路輸出，也可用同一IC控制兩個變換器并聯(lián)輸出?？刂品绞讲捎贸跫壙刂菩洼^為方便，或省掉輔助電源和驅(qū)動變壓器。原理框圖如圖4所示。需注意的是控制電路不能采用電流型的IC。
4變壓器的設(shè)計(jì)
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